无线电能传输系统补偿拓扑结构的制作方法

本发明涉及一种无线电能传输系统补偿拓扑结构。

背景技术：

无线电能传输对补偿拓扑的要求至少有4个方面：①能够实现输入零相角(Zero Phase Angle,ZPA)，零电压开关(Zero Voltage Switching,ZVS)调试方便；②补偿拓扑末端输出电压/电流和负载无关；③系统输出电压/电流不受松松耦合变压器的限制；④补偿器件数量少，系统功率密度、效率高。系统输出电压/电流不受松耦合变压器限制是指对于给定的负载，在不改变无线电能传输系统输入电压和工作频率、不更换松松耦合变压器的情况下，仅通过调节系统补偿器件参数就可调节系统输出电压/电流的特性。

目前已存在的补偿拓扑主要有SS、SP、PS、PP四种基本补偿拓扑以及S/SP、SP/S、LCL、双边LCC等新型补偿拓扑，这些补偿拓扑都不能同时满足无线电能传输对补偿拓扑的4个要求。PP和PS补偿拓扑根本不适合用于无线电能传输，因为在无线电能传输系统中，补偿拓扑的输入一般是方波电压，当补偿拓扑输入电压的极性变化时，原边并联补偿电容(PS和PP补偿中的第一个P对应的补偿电容)的电压会迅速上升到电源电压，此后该电容中不再有电流流过，除非输入电压极性发生变化，该电容已经失去了无功补偿的作用。

对于SS和SP补偿拓扑来说，不同的参数设计方法会导致他们具有不同的特性。以SS补偿拓扑为例，若原、副边补偿电容分别按照补偿松松耦合变压器原、副边自感的原则选取，则系统的输入阻抗角为零，系统的输出电压和负载无关，并且系统只用了两个补偿电容，是一种综合性能比较优异的补偿拓扑，但是系统的输出电压受到松松耦合变压器的限制。按照上述原则选取补偿电容的SS补偿拓扑的输出电压可以通过调节开关管的移相角来调节，但是该方法有两个缺点：①当移相角为零时，若想继续提高输出电压，无法实现；②移相角不能大于超前角(逆变器输出电压超前输出电流的相角)，否则系统失去零电压开关特性，损耗大大增加。除了按照补偿自感的原则选取补偿电容，还可以按照补偿漏感的原则选取补偿电容，此时系统输出电压和仍然和负载无关，补偿器件数量也只有两个，但是输入阻抗角不再为零，系统中无功较多，损耗增大，效率下降，系统的输出电压也仍然受到松松耦合变压器的限制。总而言之，SS和SP补偿拓扑不能同时满足无线电能传输对补偿拓扑的4个要求。

S/SP补偿拓扑可看作是SS和SP补偿拓扑的组合体，它解决了SS补偿拓扑对耦合系数变换非常敏感、SP补偿拓扑无法实现输入零相角这两大问题，但是它仍然无法满足无线电能传输对补偿拓扑的第三个要求。SP/S补偿拓扑最大的问题是输出电压和电流随负载的变化而变化，这会增加系统控制电路设计难度，SP/S补偿拓扑也无法满足无线电能传输对补偿拓扑的第三个要求。LCL补偿拓扑的理论基础是对称T形网络，这就要求补偿电感(LCL中的第一个L对应的电感)和松松耦合变压器自感(LCL中的第二个L对应的电感)相等，因此一旦松松耦合变压器确定，系统中所有参数就都确定，系统输出电压/电流受到松松耦合变压器参数限制。双边LCC补偿网络各项性能都很优异，但是需要2个补偿电感，4个补偿电容，补偿器件数量较多，系统成本较高，功率密度较低。

技术实现要素：

本发明目的是为了解决现有无线电能传输系统的补偿拓扑结构补偿器件数量较多、系统成本较高、功率密度较低的问题，提供了一种无线电能传输系统补偿拓扑结构。

本发明所述无线电能传输系统补偿拓扑结构，该拓扑结构包括直流输入电压源Uin、全桥逆变器、S/CLC补偿拓扑、全波整流器、滤波电感LF、滤波电容CF和负载电阻RL；

全桥逆变器的一个直流输入端连接直流输入电压源Uin的正极，全桥逆变器的另一个直流输入端连接直流输入电压源Uin的负极；

S/CLC补偿拓扑包括原边串联补偿电容C1、松耦合变压器、副边并联补偿电容C2、副边串联补偿电感L1和移相电容C3；原边串联补偿电容C1的一端连接全桥逆变器的一个交流输出端，原边串联补偿电容C1的另一端连接松耦合变压器原边自感LP的一端，松耦合变压器原边自感LP的另一端连接全桥逆变器的另一个交流输出端，松耦合变压器副边自感LS的一端同时连接副边并联补偿电容C2的一端和副边串联补偿电感L1的一端，松耦合变压器副边自感LS的另一端同时连接副边并联补偿电容C2的另一端、移相电容C3的一端和全波整流器的一个交流输入端，副边串联补偿电感L1的另一端同时连接移相电容C3的另一端和全波整流器的另一个交流输入端；

滤波电感LF的一端连接全波整流器的一个直流输出端，滤波电感LF的另一端同时连接滤波电容CF的一端和负载电阻RL的一端，全波整流器的另一个直流输出端同时连接滤波电容CF的另一端和负载电阻RL的另一端。

本发明的优点：本发明提出了一种能够同时满足上述4个要求的补偿拓扑，该补偿拓扑可以显著增强无线电能传输系统输出电压调节的灵活性，同时能够以最小的无功容量实现开关管的零电压开通，系统调试简单快捷，输出电压不随负载变化，而且该补偿拓扑对耦合系数的变化不敏感，因此可以用于电动汽车的动态无线充电，和双边LCC补偿拓扑相比，该补偿拓扑仅需4个补偿器件，大大降低系统成本、体积，系统的功率密度明显提高。

本发明提出的S/CLC补偿拓扑，输出电压和负载无关，该特性将大大简化系统控制电路的设计，在一些要求不高的场合，甚至可以取消控制电路。同时，该补偿拓扑能够实现输入零相角和零电压开关，两者之间的切换十分方便，大大简化了电路调试过程。此外，本补偿拓扑的输出电压可以通过改变补偿器件的参数来进行调节，避免了更换松松耦合变压器带来的成本较大、周期较长的问题。和双边LCC补偿拓扑比起来，S/CLC补偿拓扑只用了4个补偿器件，显著降低了系统成本，提高了系统功率密度。

附图说明

图1是本发明所述无线电能传输系统补偿拓扑结构的结构示意图；

图2是图1的等效电路图，其中：a1表示串联谐振腔，a2表示LC谐振腔，a3表示CL谐振腔；

图3是实现ZPA时全桥逆变器输出电压电流波形图；

图4是实现ZVS时全桥逆变器输出电压电流波形图；

图5是负载电压随输入电压和补偿器件参数变化曲线图，其中横坐标表示输入电压，纵坐标表示负载电压；

图6是负载突变时负载电压波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式所述无线电能传输系统补偿拓扑结构，该拓扑结构包括直流输入电压源Uin、全桥逆变器1、S/CLC补偿拓扑2、全波整流器3、滤波电感LF、滤波电容CF和负载电阻RL；

全桥逆变器1的一个直流输入端连接直流输入电压源Uin的正极，全桥逆变器1的另一个直流输入端连接直流输入电压源Uin的负极；

S/CLC补偿拓扑2包括原边串联补偿电容C1、松耦合变压器、副边并联补偿电容C2、副边串联补偿电感L1和移相电容C3；原边串联补偿电容C1的一端连接全桥逆变器1的一个交流输出端，原边串联补偿电容C1的另一端连接松耦合变压器原边自感LP的一端，松耦合变压器原边自感LP的另一端连接全桥逆变器1的另一个交流输出端，松耦合变压器副边自感LS的一端同时连接副边并联补偿电容C2的一端和副边串联补偿电感L1的一端，松耦合变压器副边自感LS的另一端同时连接副边并联补偿电容C2的另一端、移相电容C3的一端和全波整流器3的一个交流输入端，副边串联补偿电感L1的另一端同时连接移相电容C3的另一端和全波整流器3的另一个交流输入端；

滤波电感LF的一端连接全波整流器3的一个直流输出端，滤波电感LF的另一端同时连接滤波电容CF的一端和负载电阻RL的一端，全波整流器3的另一个直流输出端同时连接滤波电容CF的另一端和负载电阻RL的另一端。

本实施方式中，Uin为直流输入电压源，直流输入电压经过全桥逆变器1后变为高频交流电压，C1为原边串联补偿电容，对应于S/CLC补偿拓扑2中的“S”；LP和LS分别为松耦合变压器的原边自感和副边自感，耦合系数为k；C2为副边并联补偿电容，对应于S/CLC补偿拓扑2中的第一个“C”；L1为副边串联补偿电感，对应于S/CLC补偿拓扑2中的“L”；C3为移相电容，用于调节输入阻抗角，对应于S/CLC补偿拓扑2中的第二个“C”。

具体实施方式二：本实施方式对实施方式一作进一步说明，S/CLC补偿拓扑2的参数选择包括串联补偿电容C1、副边并联补偿电容C2、副边串联补偿电感L1和移相电容C3的值；

参数选择依据如下：

步骤1、根据给定参数确定系统工作角频率ωS、松耦合变压器原边自感LP、副边自感LS和耦合系数k；给定参数包括系统输出功率PRL、尺寸、传输距离和质量；

步骤2、当全桥逆变器1的移相角为0°时，根据式(1)求得副边串联补偿电感L1的值：

式中，RL是负载电阻，Uin是直流输入电压；

步骤3、分别根据式(2)、式(3)和式(4)求取原边串联补偿电容C1、副边并联补偿电容C2和移相电容C3的值：

式中，C2a是和松耦合变压器副边漏感LSL谐振的电容，C2b是和副边串联补偿电感L1谐振的电容，C2a和C2b分别是C2的一部分；θ是全桥逆变器1中点电压超前输出电流的角度。

本实施方式中，θ是全桥逆变器1中点电压超前输出电流的角度，简称为超前角。

具体实施方式三：本实施方式对实施方式一作进一步说明，C3为移相电容，用于调节输入阻抗角。

具体实施方式四：本实施方式对实施方式一作进一步说明，全桥逆变器1包括四个自带体二极管的NMOS管，每个体二极管反并联在NMOS管的源极和漏极之间，NMOS管Q1的源极与NMOS管Q3的漏极相连接，NMOS管Q2的源极与NMOS管Q4的漏极相连接，直流输入电压源Uin的正极同时连接NMOS管Q1的漏极和NMOS管Q2的漏极，直流输入电压源Uin的负极同时连接NMOS管Q3的源极和NMOS管Q4的源极；NMOS管Q1的源极连接原边串联补偿电容C1的一端，MOS管Q2的源极连接松耦合变压器原边自感LP的另一端。

具体实施方式五：本实施方式对实施方式一作进一步说明，全波整流器3包括四个二极管，二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极，二极管D1的阳极连接二极管D3的阴极，二极管D2的阳极连接二极管D4的阴极，二极管D3的阳极连接二极管D4的阳极；二极管D1的阴极同时连接滤波电感LF的一端，二极管D1的阳极同时连接副边串联补偿电感L1的另一端，二极管D4的阳极同时连接滤波电容CF的另一端，二极管D4的阴极同时连接移相电容C3的一端。

本发明中，在无线电能传输系统补偿拓扑的分析中，一般采用基波分析法，因此将图1中的直流输入电压源Uin和全桥逆变器1等效为一个频率为系统工作角频率(ωS)的交流电压源，将松耦合变压器用其互感模型代替，图1中的全波整流、LC滤波、阻性负载可等效为一个电阻RE，其值为：

于是得到图1对应的分析电路，如图2所示，图中右上角带撇号的变量表示归算到原边的值。图2中的LPL和L′SL分别为松耦合变压器原、副边线圈漏感，LM为线圈互感，电容C′2拆分为C′2a和C′2b两部分，因此有：

C′2a+C′2b＝C′2 (6)

定义匝比为：

令C1与LPL谐振，L′SL与C′2a谐振，C′2b与L′1谐振，谐振频率均为系统工作角频率ωS，因此有：

图1中其他变量有如下的关系：

因为C1和LPL构成一个串联谐振腔，且谐振频率等于系统工作频率，因此其阻抗为0，所以图2中互感两端的电压ULM等于输入电压UAB。根据LC谐振腔的“恒压转恒流”特性，可以得到LC谐振腔输出电流I′LC：

再根据CL谐振腔的“恒流转恒压”特性，可以得到CL谐振腔输出电压U′ab：

将式(8)代入式(11)，归算到原边的整流桥输入电压U′ab可简化为：

此电压即为等效电阻R′E上的电压，因此RE消耗的功率(RE消耗的功率和R′E消耗的功率相等)为：

式中，UAB是UAB的均方根值。

将式(5)、(7)、(9)代入式(13)，RE消耗的功率PRE可重新表示为：

实际上，RE消耗的功率是由RL消耗的，假设RL两端的电压为URL，则有如下的等式：

解式(15)可得RL两端电压URL为：

通常来讲，UAB是给定且不变的。

由式(16)可知，当负载给定时，只需改变无线电能传输系统补偿器件值，即可改变系统输出电压，但是对于四种传统补偿拓扑以及S/SP、SP/S补偿拓扑来说，要想改变系统输出电压，除了改变补偿器件值外，还需要更换松耦合变压器。因此，从输出电压调节的方便性角度来说，S/CLC补偿拓扑显然更优。由式(16)还可得到，系统输出电压和负载无关，该特性也非常重要，因为它会大大简化系统控制电路的设计。

由基本的电路理论可知，图2所示系统的输入阻抗Zin为：

式中，算子“//”表示阻抗的并联运算。

考虑到C1、C′2a、C′2b分别和LPL、L′SL、L′1在系统工作频率处谐振，式(17)可简化为：

为了实现输入零相角，式(18)分母实部应为0，因此有：

需要注意的是，式(18)中的C′3在式(19)中已经被替换为C′3-ZPA，以此来说明该电容值是用来实现输入零相角。解式(19)得到使系统实现输入零相角的移相电容值：

在实际的系统中，需要实现的是零电压开关，而不是零输入相角，因为在实际操作时，零输入相角并不是真正的软开关，MOS管的开关损耗仍然比较大。假设使所有MOS管实现软开关的最小超前角(逆变器输出电压超前输出电流的相角)为θ，通过式(18)和基本的电路理论，可得到使系统超前角为θ的移相电容值：

将式(20)代入式(21)，使系统超前角为θ的移相电容值可简化为：

由式(22)可知，θ越大(0°<θ<90°)，C′3-ZVS越小，越容易实现零电压开关。由式(22)还可知，R′E越小，C′3-ZVS越小。为了保证系统在任何情况下都能实现零电压开关，C′3-ZVS应该根据最小的R′E进行选择，即：

式中，R′E-min表示系统运行时可能遇到的归算到原边的等效电阻的最小值。由以上分析可知，只要改变移向电容C3的值，便可改变系统输入阻抗角，该特点大大简化了系统调试过程，节省了大量的时间和人力成本。

如图3所示，是实现输入零相角时全桥逆变器输出电压和电流波形，此时系统的相移电容为77.49nF。将系统的相移电容减小为60.18nF，系统便实现零电压开关，此时全桥逆变器输出电压和电流波形如图4所示。实际结果表明，S/CLC补偿拓扑能够实现ZPA和ZVS，而且两者之间切换非常方便。

图5是负载电压随输入电压和补偿器件参数变化曲线，由图5可知，当补偿器件参数固定时，输出电压和输入电压成正比关系，这与式(16)的结论吻合，侧面证明了理论分析的正确性。当输入电压一定时，只需改变补偿器件参数，便可改变系统输出电压，实际结果证明了理论分析的正确性。

图6为负载突变时负载电压波形，开始时系统负载为80.49Ω，此时负载电压为73.75V，之后将负载突变为60.22Ω，负载电压变为70.5V，在此过程中，负载减小了25.2％，输出电压仅减小4.4％，系统显示出良好的“恒压输入—恒压输出”特性。实测的系统效率达到90.47％，完全满足实际应用要求，因此该补偿拓扑具有巨大的实际应用潜力。

表1

采用S/CLC补偿拓扑的无线电能传输样机的详细参数如表1所示。

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